1.引言

串联型固态感应加热电源凭借起动容易、易高频化的优点在高频感应加热领域得到广泛应用。为保证逆变器安全工作和提高工作效率，串联型逆变器一般工作在感性准谐振状态[1-2]。

串联谐振逆变器采用传统的锁相环控制，虽然可以实现逆变器的感性工作状态，但负载功率因数角会随着负载大小发生变化，无法实现精确的定角控制[3-5]。所谓定角控制是指逆变器运行过程中保持功率因数角恒定，且不受负载参数变化影响，从而确保逆变电源安全、稳定、高效地工作。

本文从定角控制角度对串联型逆变器控制方法进行了研究，提出了一种按负载电流扰动大小实现相位补偿的复合控制方法。

2.锁相环控制方法

2.1 锁相环控制方法分析

逆变器传统控制方法一般采用锁相环(PLL)电路。它主要由鉴相器(PD)、压控振荡器(VCO)和外接低通滤波器(LPF)组成。锁相环是一个相位误差控制系统，它通过比较输入信号(控制信号)和压控振荡器输出信号(被控制信号)之间的相位差来调节其输出频率，从而达到锁相环路输入输出信号同频的目的。如果鉴相器和滤波参数选择适当，锁相环还可以实现无相差锁频。串联型逆变器传统控制采用锁相环的目的是利用锁相环频率自动跟踪功能实现对负载电压、电流的频率和相位关系的控制，使逆变器工作在感性准谐振状态。传统控制系统框图如图1。

串联型逆变器传统控制电路的输入信号一般取代表负载谐振频率、相位的负载电流信号IH。压控振荡器的输出信号Vf 经过死区形成电路和隔离驱动电路后，通过控制功率开关器件的开通与关断来控制负载电压的频率与相位，使负载电压的频率和相位跟随负载电流的频率和相位变化。由于电流采样、隔离驱动、逆变功率开关器件的开通与关断都需要时间，导致锁相环输入输出信号的相位关系并不代表负载电压电流的相位关系，需加入相位补偿环节，分析如图2 所示。

图2 控制信号时序图

IH 为主电路中负载电流波形，IH1 为由电流互感器取出的负载电流信号，由于电流互感器原边与副边信号间存在延时△t1，则 IH1 滞后IH 的时间为△t1。从压控振荡器输出到功率开关器件开通，延时为△t2，则UH 滞后Vf的时间为△t2。锁相环锁定状态即Iin 与Vf 同频同相时，若不加入相位补偿环节，即 Vf’=Vf ，则负载电压滞后负载电流的时间为△t1+△t2，相位差φ=f×(△t1+△t2)×360°。可见，由于延时的存在，锁定状态下逆变器工作在容性不安全状态。为弥补因控制信号延时引起的控制偏差，传统控制电路一般加入相位补偿环节，当相位补偿环节完全补偿控制电路信号延时，即补偿时间△t=△t1+△t2 时，锁相环输入输出信号的相位关系等于负载电压电流的相位关系，锁相环锁定状态下负载功率因数角为0。为避免因负载参数变化使逆变器工作状态偏移到容性不安全状态，一般控制逆变器工作在感性准谐振状态，实现方法是在相位补偿电路完全补偿控制信号延时△t1+△t2 基础上加入额外补偿时间△t3，使得锁定状态下逆变器负载电压相位超前负载电流△t3，即相位补偿环节总延时为△t=△t1+△t2+△t3，负载功率因数角φ=f×△t3×360°，从而保证了逆变器工作在感性状态。

2.2 传统控制方法的不足

感应加热负载为导磁材料时，其导磁率与磁场强度和温度有关，当磁场强度一定时，导磁率随温度升高而下降，且在居里点附近变化剧烈。负载从冷态被加热到热态过程中，磁性材料负载的导磁率下降引起负载与线圈耦合电感减小，负载谐振频率上升。传统控制方法中反馈回路相位补偿环节固定延时△t3 虽可使逆变器工作在感性状态，但负载频率变化时，由 △t3 所形成的负载功率因数角将随之变化，频率上升，功率因数角增加，频率下降，功率因数角减小。若相位补偿电路补偿时间按频率较低时设定，则负载谐振频率升高后会引起负载功率因数角增加，逆变器效率降低，若补偿时间按负载谐振频率较高时设定，则负载谐振频率低时负载功率因数角较小，逆变器安全性降低。

因此，对于铁磁性材料负载，传统控制方法中相位补偿电路只能针对某一频率进行静态补偿，无法在负载谐振频率变化前后实现对负载功率因数角恒定控制。

3.复合控制方法

针对串联型逆变器控制控制方法在负载谐振频率变化前后不能实现定角控制的缺点，本文提出了一种改进的控制方法，即按负载电流扰动大小实现相位补偿的复合控制方法。控制系统框图见图3。

复合控制方法是闭环控制与定角开环控制相结合的控制系统，它在传统控制电路基础上由动态相位补偿电路替代了目前所普遍采用的固定延时相位补偿电路，在负载频率变化后自动调节功率因数角，从而提高锁相环节的控制精度和动态性能，在逆变器负载的动态变化过程中，既实现了频率跟踪，又实现了定角控制，保持逆变器功率因数角恒定。

理论分析及大量研究试验证明，串联型感应加热电源铁磁材料负载从冷态过渡到热态或从重载变为轻载的过程中，负载电流频率(代表负载固有谐振频率)上升，负载电流幅值随之增加，负载从热态过渡到冷态或从轻载变为重载的过程中，负载电流频率下降，负载电流幅值随之减小[3-5]。在加热过程中，负载电流频率和幅值是受负载参数变化影响的变量，本文在锁相环控制电路基础上以电流扰动作为控制信号设计了动态相位补偿电路，使相位补偿时间跟随负载谐振频率变化，实现定角控制。动态相位补偿电路图和相位补偿电路波形图见图4、图5。

图 4 中，IH1、IH2 为电流互感器取出的负载电流信号，IH1 经电阻转换成电压信号U-，IH2 经整流滤波环节变为平直电流信号Id’，三极管T1 工作在放大区。负载冷态或重载时，频率较低，电压比较器阀值电压 U+ = U1,补偿时间△t=△t1(见图5)，负载功率因数角φ=f1×△t1×360°。负载温度上升进入热态或发生轻载时，负载电流频率上升，同时负载电流幅值增加使Id’增加，引起T1 基极电流增加，发射极电位上升，电压比较器阀值电压U+ = U2，U2>U1，补偿时间 △t=△t2，△t2 <

△t1，负载功率因数角φ=f2×△t2×360°，补偿时间减小限制频率上升过程中负载电压电流相位差增加，控制功率因数角基本不变，实现了定角控制。

在动态相位补偿电路中，负载功率因数角随负载参数变化而动态调整确保逆变器具有稳定的工作效率。另外，逆变器负载电流很大时，T1 完全导通，动态相位补偿电路最小补偿时间可以通过选择R4 与R5 的比值决定， R4 的存在使逆变器严格工作在感性状态，保证了逆变器具有较高的安全性能。

4.仿真和实验

4.1 控制系统的仿真结果

基于目前普遍采用的锁相环控制方法和本文提出的按负载电流扰动大小实现相位补偿的复合控制方法，建立了主电路和控制电路模型，并进行了仿真和比较。

图 6、图7 分别给出了采用目前普遍应用的锁相环控制和复合锁相环控制时负载电压、电流仿真波形，仿真电路负载参数在2ms 时刻发生变化，以模拟加热过程中负载变化情况。图6 中，负载参数变化前，负载谐振频率为195KHz，负载功率因数角为14°，负载参数变化后，负载谐振频率为230 KHz，其变化率为17.9%，此时负载功率因数角为16.6°，其变化率为18.6%，变化较大。图7 中，负载参数变化前，负载谐振频率为180KHz，负载功率因数角为14°，负载参数变化后，负载谐振频率为210 KHz，其变化率为18%，此时负载功率因数角为14.2°，其变化率为1.4%，负载功率因数角基本不变，达到了定角控制。

4.2 控制系统的实验结果

图 8 为通过本文提出的按负载电流扰动大小实现相位补偿的复合控制方法样的机试验波形。试验时的直流桥电压为200V，电流幅值约为50A。图8(a)的负载谐振频率约为166.7kHz，负载参数变化后负载谐振频率约为192.8kHz 如图8(b)，样机的负载电压电流波形和仿真效果很相似，试验结果较为理想。

5.结论

本文分析了目前普遍应用的锁相环控制方法在实现逆变器工作状态控制时存在的不足，在此基础上提出了一种按负载电流扰动大小实现相位补偿的复合控制方法，设计了动态相位补偿电路，实现了定角控制，有效地解决了加热负载由冷态到热态转变过程中以及发生重载或轻载时功率因数变化较大的问题，并通过仿真和试验验证了此方法的正确性和有效性。