在这一公式中，ID为刚导通后的漏电流，VDS为开关上的电压，COSSeff为等效输出电容值(包括杂散电容效应)，tON为导通时间，fSW为开关频率。.

如图1所示，准谐振拓扑中的MOSFET在刚导通时漏极电流为零，因为这种转换器工作在不连续传导模式下，故开关损耗由导通时的电压和开关频率决定。准谐振转换器在漏电压最小时导通，从而降低开关损耗。这意味着开关频率不恒定：在负载较轻时，第一个最小漏电压来得比较早。以往的设计总是在第一个最小值时导通，轻负载下的效率随开关频率的增加而降低，抵消了导通电压较低的优点。在飞兆半导体的e-Series??准谐振电源开关中，控制器只需等待最短时间(从而设置频率上限)，然后在下一个最小值时导通MOSFET。

其它拓扑都采用零电压开关技术。在这种情况下，上面公式里的电压VDS将从一般约400V的总线电压降至1V左右，这有效地消除了导通开关损耗。通过让电流反向经体二极管流过MOSFET，再导通MOSFET，可实现零电压开关。二极管的压降一般约为1V。

谐振转换器通过产生滞后于电压波形相位的正弦电流波形来实现零电压开关，而这需要在谐振网络上加载方波电压，该电压的基频分量促使正弦电流流动(更高阶分量一般可忽略)。通过谐振，电流滞后于电压，从而实现零电压开关。谐振网络的输出通过整流提供DC输出电压，最常见的谐振网络由一个带特殊磁化电感的变压器、一个额外的电感和一个电容构成，故名曰LLC。

非对称半桥转换器则是通过软开关技术来实现零电压开关。这里，桥产生的电压为矩形波，占空比远低于50%。在把这个电压加载到变压器上之前，需要一个耦合电容来消除其中的DC分量，而该电容还作为额外的能量存储单元。当两个MOSFET都被关断时，变压器的漏电感中的能量促使半桥的电压极性反转。这种电压摆幅最终被突然出现初级电流的相关MOSFET体二极管钳制。

选择标准

这些能源优化方面的成果带来了出色的效率。对于75W/24V的电源，准谐振转换器设计可以获得超过88%的效率。利用同步整流(加上额外的模拟控制器和一个PFC前端)，更有可能在90W/19V电源下把效率提高到90%以上。在该功率级，虽然LLC谐振和非对称半桥转换器可获得更高的效率，但由于这两种方案的实现成本较高，所以这个功率范围普遍采用准谐振转换器。对于从1W辅助电源到30W机顶盒电源乃至50W的工业电源的应用范围，e-Series集成式电源开关系列都十分有效。在此功率级之上，建议使用带外部MOSFET的FAN6300准谐振控制器，它可以提供处理超高系统输入电压的额外灵活性，此外，由于外部MOSFET的选择范围广泛而有助于优化性价比。

准谐振反激式拓扑使用一个低端MOSFET;而另外两种拓扑在一个半桥结构中需要两个MOSFET。因此，在功率级较低时，准谐振反激式是最具成本优势的拓扑。在功率级较高时，变压器的尺寸增加，效率和功率密度下降，这时往往考虑采用两种零电压开关拓扑。

系统设计会受到四个因素所影响：分别是输入电压范围、输出电压、是否易于实现同步整流，以及漏电感的实现。

图2比较了两种拓扑的增益曲线。为便于说明，我们假设需要支持的输入电压为110V和220V。对于非对称半桥拓扑，这不是问题。在我们设定的工作条件下，220V和110V时其增益分别为0.2和0.4。在220V时，效率较低，因为磁化DC电流随占空比减小而增大。对于LLC谐振转换器来说，最大增益为1.2，要注意的是满负载曲线非常接近谐振。0.6的增益将导致频率极高，系统性能很差。总言之，LLC转换器不适合于较宽的工作范围。通过对漏电感进行外部调节，LLC转换器可以用于欧洲的输入范围，但代价是磁化电流较大;若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非对称半桥结构在输入端带有PFC级，因此电路可工作在很宽的输入电压范围上。